Напредък в технологиите за твърдотелни вериги, поведение на транскондуктора, до степента на появяване на изкривяване, необходимо е да се използва за минимизиране на тези ефекти, балансирани транспроводникови структури, изкривяването се получава по-добре чрез сравняване на техниките за настройка, подробно проучване на технологията и задълбочен анализ на устройството, водят до елемент в поведението на транскондуктора, впоследствие, в производителността на филтъра. По този начин, докато се разработва дизайнът на активен gm-C филтър, ефектите от транскондуктора в дълбочина за постигане на оптимално изпълнение на транскондуктора трябва да покажат търговия -off между dc-gain, linearityd IВсяка полюсна или нулева честота във филтри, базирани на техниката Gm-C, е от тип gm/C. Това означава, че има два основни начина за програмиране на честотния отговор на филтъра: поддържане на Gm consC
или vidпредимство на поддържане на спецификациите на шума цялата превенция за. Поради горните съображения, техниката за мащабиране на постоянно C е предпочитаният подход за внедряване на филтри, работещи в много висок честотен диапазон, като се фокусира върху дизайна на регулируема CMOS, отколкото непрекъсната настройка, както за запазване динамичния диапазон и се възползвайте от конфигурира филтъра възможна техника за дискретна настройка се основава на паралелно свързване на транскондуктори, където желаната времева константа може да бъде цифрово програмирана (Pavan и др. 2000a) Този подход успява да поддържа Q-фактора постоянен и поддържа настройка на цялата честотна лента Целта е да се насочи транскондуктор, който е съвместим с късните цифрови CMOS технологии и програмируем поддържане на адекватен динамичен диапазон (DR) Конкретните стойности на тези зависят от всяко конкретно приложение Тази работа не се фокусира, а върху извършването на цялостен анализ за търсене на структурата, която осигурява честота, програмируемост, динамика. Като се има предвид, че най-оптималното решение за цифрово програмируеми аналогови филтри в VHF/UHF обхвата е да се възползват от псевдо-диференциалните топологии на токовия режим и парапроводника, който ограничава идеалното му поведение, много добре конфигуриран (Smith et al, 1996 ; Zele et al, 1996) ще бъдат характеризирани; като се започне от архитектурата на e-Smith, ще бъдат представени два различни транскондуктора и ще се извърши задълбочено, след което ще бъдат получени всички характерни параметри на всяка активна клетка; след това към VhF транскондукторите ще бъде добавена програмируемост и активната клетка се основава на класическа структура, могат да бъдат получени широки поглъщаеми непрекъснато регулируеми CT филтри, независимо дали се постига благодарение на дизайна на обща програма на специални кондензаторни структури в стандартните цифрови технологии, използването на MOS структурата като
US-Time AnaApplicatinnstrategies and Progr. Причината за тази разлика е, че FC единичната клетка, разглеждана и показана на Фиг. 6(b), е кодирана топология За да се получи подобен изходен импеданс, mnsда бъде реализиран чрез използване на съпротивление) за намаляване на входното съпротивление на усилвателния възел) и стабилизиран режим напрежения От друга страна, използването на псевдо-различни структури за научен контрол върху заслужава да се отбележи, че тази структура не само стабилизира синфазното напрежение, но и частична положителна обратна връзка. Тази идея вече е била използвана за високочестотни транскондуктори в (Nauta, 1993) и за класодни филтри (Smith et al, 1996; Zele et al. Следователно, като се има предвид тази топология, имплементалната 55 db и CmrR от 60 dB се получават с присъща стабилност на общите режими. Обърнете внимание, че сигналите на режим (CM) в балансирани вериги използват нестабилност и изкривяване, консумация на ток, стойност на транспроводимост са силно зависими от входните сигнали на CM. Допълнителни техники могат да се използват в предложената топология, ако е необходим по-голям CMRR, като отхвърляне на режима, които са в състояние да работят с ниско напрежение, получено от традиционния транскондуктор, който Baschirotto et al, 1994; Wyszynski et al, 1994) Като се има предвид тази техника, могат да се получат стойности на CMRR до 70 db4
Високочестотна характеристика В този раздел ще бъде анализирана честотната лента на транскондуктора Обърнете внимание, че ако е единична (Фигура 3), честотната лента е ограничена поради отсъствието на трансферна функция на интегратора По-пълен модел на транзистора MOs dnsmission нулева свързана паразитна capacitgd, честотна зависимост на транспроводимостта gm(s) и несъответствие във вериги за обратна връзка в синфаз. Изисква се подробно обяснение на присъщата част на MOS, преди да започне изследването на пълния интегратор Takins Veccount неквазистатичен модел (Tsividis, 1996), високият -честотно поведение на когато се анализира честотната лента на транскондуктора, трябва да се вземат предвид няколко общи фактора. Изходът на целия транскондуктор може да се приеме, че е късо съединение за acbulk-transconductance и Cgd, Cg Cas, Cbs и Cbd &\e паразитни капацитетиgmbtheВсички единични клетки са проектирани да търсят перфектно съвпадение между тях. Следователно, всички подобни транзистори имат свойства с изключение на транспроводимостта gm на Nlls, показани на Фигура 6) В това определяне на нотацията и индексното свързване, използвани преди това на Фигура 3gm(Ni)ANgm(N); gm(N2)APBm(N); gm(N3)"gm(N) Следователно, &gm"(AN-Ap)g
Напредък в технологиите за твърдотелни вериги, разликата между M и M, или M и M; поради разликата в токовете на преднапрежение на N-транзисторите, което води до отрицателна стойност, което повишава постояннотоковото усилване на системата. Общият интеграционен капацитет CI включва не само външния капацитет, но също и основен принос на тези паразитни капацитети Cp и разглеждането му като по-голям процент от общия интеграционен капацитет придобива голямо значение, което се допълва от използването на dMOS кондензатори, в зависимост от технологичния процесt, където Gs и thets Външният екст, свързан към входа на транскондуктора, е паралелно с Cs За целите на простотата, отсега нататък Cs ще включва еквивалентния капацитет на капацитета (C, =CsCext) Следователно, общата интеграцияC,+Cp, включително паразитни ефекти, външното съпротивление и еквивалентният модел. Първо се извлича модел за V-I преобразуване на елементарната клетка, и в двете реализации на честотната лента на клетката на транспроводимостта на teete4
1 Високочестотен модел на Hs обединява параметрите, свързани с импедансите, показани в схемата с малък сигнал Останалите елементи: g(N), gds(N), газ(NC), gds(PC) ,gm(PC), Cga(n) и Cds(NC) директно представляват параметрите на съответния транзистор. Фиг. 8 Еквивалентна висока честота t за единичната клетка hsCi (N)=C (N)+Cs (N) C(x) =C (N)+Cu(N)+C(NC)+C (NC)C=C(PC)+CH(PC) Cut =Ca(NC)+CM(NC)+Cg(PC)C(P) )=C(P)+Cd(P)+CM(P)+Cat(PC)+Ca,(PC) Таблица 1 Параметри на малък сигнал за HS единична клетка
US-Time AnaApplicatin стратегии и високочестотен модел на Програмируемост на Fc единична клетка Елементът за f, показан на Фигура 6(b), където X(N) са параметрите, свързани с MN-тратози, свързани със сгънатия транзистор, x (P) тези, свързани с курса, свързан с тока на сгънатия транзистор, който е реализиран с единичен NMOs транзистор, както е илюстрирано по-рано g Фигура 9 Еквивалентна високочестотна верига за клетъчна верига на FC модула
Останалите елементи: gm(N), газ(PF), Cad(N) и Cds(PF) директно представляват параметрите на съответния транзистор(P)+2C,(P)+2C(P)+ C (PF)+C(PF&Mr(PF)=8(PF)+8n(PF)F)+C(PF)+Co(NS)+C(NS)+Ch(NS)43 Високочестотен модел на пълните транспроводими клетки, потенциалното усилване на претранскондукторната клетка (и в двата(s)s-s,(s+s,)1)(s+2Разложението на знаменателя на уравнение (8) води до получаване на два паразитни полюса, -d1 и -oz , но само от интерес. И двете съображения ще бъдат GHhe FC подход (5>>5 и 51>>50: 51(HS)=160000 GHz, на псевдо-диференциална структура, внимателното проучване на поведението на общия режим е задължително Благодарение на предложената топология, th
Напредъкът в твърдотелните вериги, стабилизиран чрез частична положителна обратна връзка, както беше обяснено по-горе. Съгласно тези Ac v3(11) е в по-голяма степенпоказва необходимостта от пренебрегване на паразитирането, както в уравнението за диференциално усилване. В това и трудно за постигане. функцията за трансфер на режим ще бъде анализирана Следователно(acM'yCM/BcM)<
Паразитът може да бъде изчислен чрез използване на a, B, y, показани в уравнения (9) и (13). Тъй като получените отношения търсете аксимативни изрази за точковите термини, за да нарисувате опростени, за да анализирате и разберете поведението на границите на последователността на клетките на транспроводимостта, които са свързани с ефекти от втори редsh прави разлика между честотното поведение на предложената топология и очакваните идеални реакции44 HS трансконфигурира HS единичната клетка, извършва се подробен анализ на честотната характеристика на пълния HS интегратор Domterms на тези пресии се получават впоследствие в този раздел За да се опрости нотацията, параметрите на малкия сигнал са предефинирани в таблица 4. Съгласно стабилни системи, nega-01, -o2z, -E1 и -Ez са получени в трансферните функции за двете реализации. За целите на простотата, когато се отнасят до тези полюси , тяхната свързана честота (01, 82, EL, 52) ще бъде разглежданата величина
esign Strategies and ProgrammabilityHS transconducFC transconductor8(NC)+8(N8Mp(PF)+8,(PF)8 (N)(8M(NC)+8(NC)8()(gMp(PF)8(PF )AoM Aw-8(NTаблица 3 Обобщение на високочестотните параметриC2Cg (N)+2C3(N)+C3 (NC)+C(NC)+C(PC)(N)=C(N)+ Cs(NTтаблица 4 Параметри на импеданса за HS интегратора Чрез подробен анализ на еквивалентния модел с малък сигнал за пълния HS интегратор, стойността на общия интеграционен капацитет C може да бъде изчислена чрез уравнение (14) Това определение ще бъде опростено14) Първо, диференциалът и общият- modelin може да се изрази по следния начинA(4-4)+-28408Agn(N)(8((AN+Ap28(C8A(N)8n(N(8M(NC)+8△(NC)」A+Aal отрицателно съпротивление) частичната положителна разлика на Sgm=(AN- Ap)gm(N)
Наличието на това отрицателно съпротивление позволява диференциалното усилване при постоянен ток да бъде подобрено. Паразити, обобщени в таблица 6. Произходът на ефектите от втори ред може да се разбере по-добре чрез фокусиране върху тяхната зависимостa=((An-Ap)8(N))(8M( NC)+8(NC))+2g, (NC)8a (N)=2g (NC)8a, (N) (17)
Напредъкът във веригата в твърдо състояние тук има предвид доминиращия в транспроводимостта g, следователно паразитният полюс an може да се изрази като Следвайки същия процес за другия полюс d, получаваме y=Cr(C,(N)+Ca(NC)+ C(x))=C, C(r)=C, C (NC)02(N)+8x(NC)+8(NCC(X) C&(N)+Ch(N)+Cg(NC) +Ch(NC) C&(NC) Подобни резултати могат да бъдат получени за theau=(0AN+A2)8n(N)(8M(NC)+8(NC)=(Ax+A)8(N)g(NC (24)Bo=52=C(X)(X) Ca(NC)45 FC транскондуктивност celnsideing предишната статия, подробна информация за пълния FCout
Доминиращите термини на тези параметри са предефинирани в таблица 5G1=G+28mCs+3Cg(N)+3Cs(NM(PF)+2CM(В съответствие с анализа на еквивалентния модел с малък сигнал за пълния FCинтегратор, параметър Cl, дефиниран в таблица 5, директно представлява общия интегрален капацитет, изразът на който е същият като в hstor. Следователно общият капацитет на интегратора на двете реализации на интегратора може да се изчисли чрез уравнение (26)C+3C(N)+2C за FC интегратора, диференциала и общия режим
esign стратегии и програмируемост A-(4-)3A82-(4-4)3Am=-(A+A)+---181 и &z се получават чрез съотношения между a, B и y, както при изпълнението на HS Крайните изрази са обобщени в таблица 6. Следователно, паразитните полюси на и dz caa=(AN-A)gm(N)(gsn(PF)+8(P)+28(NS)(gM(P) +2g(P≈2g(NS(8M(PF)+2g(P)(g+8(PF)+8Am(PD)C1=(8(PF)+28(P)C6=2≈28NS(31) (C(PF)+Co(N)+C)C:(2C (P)+2C(P)+CK(PF)+C(PF))=2C, Co(P)BgMP(PF)+28, (P)8M(PF)+2g(2Ce(P)+2C(P)+Ce(PF)+C(P2C(P)честотен отговор
acM=(A+A)gn(N)(gm(P)+8(PF)+28(N)(8(PF)+28(P)=BoM=b=(8MP(PF)+ 284(P))C,i 7M=y=2C Cu(P)acM(AN+Ap8 (Nпредишни раздели за стратегии за дрейф и внедряване на конкурентна и здрава транскондукторна клетка, реализации на Greatoth: Cr"Cs+3Cin(N)+ 2Cout (Eq 26), където C представлява еквивалента
Стратегиите на AnaApplicatin с непрекъснато време и пасивното устройство, предназначено за Programmability4, вероятно е толкова старо, колкото самата концепция за MOs транзистор и внедряване на linpacitors 15 за използване на mosfet устройства acitors, където дебелината на оксида на затвора е добре контролирана променлива, в която ще покажем най-добрия начин за внедряване на ключови аналогови блокове на високоскоростна система в CMOS технология с широки възможности за програмиране и дизайн на CMOS филтър при много високи честоти и това проучва практически проблеми на дребните, времеви филтри с много висока честотна лента, внедрени в евтин2 Интеграторът: изграждане- блок в gm-C techntime(CT) изисква интегрирани филтри, представя честотна характеристика, контролирана от времето - най-простото изпълнение за тези фактори се възползва от предимствата. Структурата на интегратора Следователно интеграторът е доминиращият градивен блокgh-честотни техники за проектиране на активна верига и неговият честотен спектър и lin nany почти директно определят ефективността на филтъра. Съответно, системите, базирани на gm-C техниката, са първата опция за внедряване на CI-приемлива производителност в VHF диапазона. Активният строителен елемент, използван от подхода на gm-C филтъра, базиран на проводяща клетка (фиг. 1) ,което в идеалния случай е dпропорционално на където gm е транспроводимостта на елемента
Когато grto изходния възел на транскондуктора i
n за да се изведе този ток, цялостният идеал е получен с проста трансцендентна втора структура, може да се счита, че се приема в режим на ток чрез две различни разлики. В този случай входният ток се приема, за да се получи входното напрежение на транскондуктора и след това, след активната клетка , изходният ток. По този начин Фигура 2(b) показва преобразуването Iin-loНапредък в технологиите за твърдотелни вериги Поради заземеното местоположение на повечето паразитни кондензатори на активната клетка (общият капацитет, в зависимост от това, съставляващ процент от интеграцията при разглеждане на предложения транспроводник като интегратор, където общият интеграционен капацитет Cl се съставя само от тези паразитни капацитети, без необходимост от външно напрежение в зависимост от техния принос, общата линейност на системата ще бъде засегната Тъй като технологичните вариации също ще повлияят на стойността на тези паразитни капацитети, чувствителността към тези цитатори, детайлно изследване на модели на устройства и технология за интегриране Идеалният интегратор има безкраен DC-усилване и neic ефекти, като по този начин получава фаза от r/2 за всички честоти uOr"gm/Cl Въпреки това, реална индуктивност подагра и паразитни полюси и нули, които изкривяват трансферната функция H(s) ) където Apc"gm/gout е dc-усилването и Gn"@/Arc gout/C е честотата на доминантния полюс. Ефектите на паразитните полюси и нули при честоти, много по-високи от честотния диапазон на транскондуктора, могат да бъдат моделирани с единичен ефективна нула 2: положителен @2 води до ефективен паразитен RHP-нула и отрицателен @2 в LHEtransconductor изходна проводимост подагра причинява ограничено dc-усилване в реални интегратори във филтъра В допълнение, паразитни полюси и нули в трансферната функция на интегратора, заедно с ограничен Apc , генерират отклонения на фазовата характеристика на инверторния интегратор от -t/2 и филтрират
По-конкретно, отклоненията около трансфера на филтъра, в зависимост от факторите за качество на филтъра Atf, общата честота на филтъра зависи тясно от отделните интегратори във филтъра, които следват идеалния отговор. Филтърът остава много близо до идеалния, ако фазата на интегратора е на неговото единично усилване честота (равна на идеалната си стойност -/2; количеството, с което фазата при o се отклонява от тази величина, ще се нарича A(Gx)p(a,)△o(an)=tan1|добавяне на фазаинтеграторът създава изоставане(o> 0, RHP-нула) или водещи (@2<0, LHP-нула) фазови грешки Стойността на Aop(o) зависи от спецификациите за високочестотния проводник Intr може да бъде моделиран с честотно зависим интеграторактор Qint(Nauta, 1993), заключавайки, че висок фактор за качество на филтъра andte налага силни ограничения върху фазовата грешка на интеграторите, т.е. върху Q
Стратегии за проектиране и програмируемост. Перфорацията на филтъра е доминирана от производителността на прехода. Спецификациите на филтъра (динамичен обхват, действие и площ на чипа) зависят от свойствата (Q, ниво на честота на прекъсване), но също и от трансконв.(ADcωполезно да се положат усилия в изследването на висока -работещ транскондуктор, това са спецификациите, за да се получи правилен дизайн за тези VHF филтърни сгради3 Напълно балансиран псевдо-диференциален транскондуктор cel В този раздел, разработването на напълно балансиран, характеризиращ се с многократен шум и VHf потенциално приложение Фигура 3 показва концептуалната схема на Zele-балансирана транспроводима клетка, подредена за използване на интегратор за токов режим Фигура 3 Концептуална схема на пълен напълно балансиран транспроводник за токов режим За да разберем основната операция, ние анализираме простия модел от първи ред на предложения, като всяка единична клетка е прост транзистор, т.е. единични композиции, както е показано на фиг
4 При тези условия анализът на малкия сигнал дава налягането за диференциалното усилване на интегрираната i-клетъчна транскондуктивност и go е сумата от изходните проводимости gasi на транскондуктора на входния възел stai. Чрез анализиране на този израз и разглеждане на приближение от първи ред , т.е., пренебрегвайки gds ефектите на всеки транзистор, се постига безкрайно dc-усилване, ако се получи перфектно съвпадение между gml и gm2, така че &gm"gml-gm20 Въпреки това, ефектът на изхода
Напредъкът в технологиите за твърдотелни вериги проводимостта не може да се избегне и внедряването на отрицателно съпротивление (ogm<0топология осигурява възможността, че като се направи &gm+go-0, след това Apd-o0, На практика несъответствието между транзисторите ограничава диференциала усилване с най-много до 55 dB. Друг еквивалентен начин за анализиране на това подобрение е да се вземе предвид входното съпротивление на диференциалния режим на транскондукторната клетка. В резултат на това тази схема показва получената основна псевдо-диференциална структура, разглеждайки две двойни транскондукторни клетки (gm), водещи до интегриране на тока чрез входно съпротивление Cl Благодарение на допълнителното отрицателно съпротивление, показано в сиво на фигурата, усилването при постоянен ток се увеличава чрез осигуряване на положителна обратна компенсация за тока на сигнала и повишаване на входното съпротивление на транскондуктора, което е по-малко от единица, за да се гарантира стабилност в конфигурации със затворен контур , се ограничава от съотношенията на устройството до стабилна стойност за всички честоти (Eq 6) Стабилността на общ режим се осигурява чрез проектиране (gm1+gm2)/gm>1 Анализът на поведението на общ режим може също да се извърши чрез изчисляване на входно съпротивление на общ режим2 (8осигурява както естествено високо диференциално усилване, така и ниско усилване на общ режим за интегратора, подобрявайки тези ограничения, свързани с реална структура на интегратора
Следователно, основната работа на транскондуктора ще бъде разбрана най-добре, като се обясни, първо, че веригата за управление на тогавашния режим и усилване на постоянен ток е свързана след това, че механизмът за линейно v-i преобразуване се появява в Печалбата на основния токов интегратор е независимо от захранванетоприближението от първи ред Когато се използват топологии с напълно диференциален ток, малкият оставащ захранващ шум е общ за двете страни на сигнала и по този начин няма пряк ефект, освен чрез произволно несъответствие на устройството. Следователно, интеграторът има goDevice mismatch може да бъде сведено до минимум с внимателно оформление и техники за подреждане към около 0 1-1 приложения (Croon et al, 2002; Otinansistors (без вътрешни възли), води до правилна честотна характеристика, тъй като само входовете и изходите към първи ред или нули съществуват в диференциален ac-отговор на основната верига на интегратора И двата диференциални коефициента на усилване могат да бъдат независимо зададени от различните стойности на gmt и gm2 Идеалната функция на интегратора е резултат от настройката &gm+go=0 и фазовата грешка при изчислената единица Δ≈tan8
fn tos secimelogies за стратегии на приложение на vAFA и Програмируемост4 За да обобщим, може да се получи безкраен диференциален входен импеданс, ако 8gm+go-0 при максимизиране на диференциала dc-gigmi+gm2) Следователно трябва да се има предвид важната концепция за общ режим CMRR): тъй като коефициентът на постоянен ток зависи от) е структурираната до нестабилност, ако това количество стане отрицателно (обща отрицателна входна проводимост) поради компенсация, моделът на малкия сигнал на топологията на транскондуктора (Фигура 4), необходимостта от решаване на пътя на променлив ток напред от портата (вход ) към дренажа (изхода), през припокриването, като се вземат предвид етапите, формиращи отрицателното съпротивление,
, 2001), техниката на индукторно шунтиране (Mohan et al, 2000), техниката на усилване на капацитета (Ahn et al 2002) и техниката на активния индуктор (Sackinger et000) Всички те имат предимствата на съвместимост при ниско напрежение и ниска ■ площ; Въпреки това, въпросите, които се разглеждат в тази работа, ще бъдат използването на каскодни структури заедно с thDifferential системи позволяват Ce-анулираща техника, ueedbackpositiyThese Ce caof dummattransistors, използвани в кръстосано свързване, за да неутрализират обратното действие на тези противоположни знаци inpt като разширяват честотната лента на транскондуктор В ацитора С ще анулира ефекта на Милър и се получава много ефективен капацитет поради намаляването на ефекта на подаване. Тази шапка е точно същата като тази, която протича през капацитета на Милър Cgd и, в резултат на това, неутрализиращият кондензатор трябва да има точно това, което е забележително, че ctage -зависима и компенсационна работа с малки сигнали В случай на несъответствие между Cgd и Ce паразитна нула причинява малка фаза. Това обаче не е пълната история на високочестотното поведение на транскондукторната клетка. В допълнение, високочестотните модели на MOS транзистора показват, че gm е не зависи от честотата, но има ограничено забавяне gm(s)
Напредък в технологиите за твърдотелни вериги Фигура 5 Анулиране на trargm/Csd и неутрализиране на ефекта на Милър: CeIncellation техника при много високи честоти Въпреки че честотата, при която това намаляване на ghz, фазовото изместване от този ефект може да стане значително много по-ниски честоти, тъй като най-активните филтрите са много чувствителни към малки промени във фазата, за да се приеме този ефект int Първият начин за минимизиране на тези ефекти е да се елиминират вътрешните импедансни възли, необходими за проектиране. Тази процедура може да се извърши от импедансен възел, т.е.
, до точката на ниско усилване на каскодния транзист. Следователно, подобрение на постояннотоковото усилване на интегратора е с тази топология на транскондуктора и поддържане на усилването на общия режим по-ниско от единица. По отношение на проблемите, свързани с ограничението на Cy, има предаване нула е намален чрез използване на Ce-кондензатор, което също така ще намали недостатъците, свързани с вътрешните възли на други технологии, като се избягват вътрешни възли с висок импеданс в знака. В резултат на това е използван каскоден преобразувател с ниско напрежение с висока линеарност, много висока ефективност на работната честота етапи вместо коефициент на единичност на интегратора се очаква поради по-високото диференциално усилване при постоянен ток (Abidi, 1988) Веригите с базов код изискват високи захранващи напрежения, за да работят поради големите напрежения на напрежението Съществуват обаче вариации на cascoique, които могат да се използват криловиден каскод (Hs) и етапът на сгънат каскод (FC) (Baker et al, 1998; Sansen et 1999: Sedra et al, 2004) T-клетките, които заместват, са показани на Фигура 6 Пълната напълно балансирана транспроводимост на токовия режим, допълнена с използване на етапи на тока, са де
esign Strategies and Programmabilitya)b) Фигура 6 Клетка с единична транспроводимост: (a) топология с голям размах (HS) и (b) сгъната каскодна (FC) Фигура 7(a) показва транскондуктора, подреден за използване на интегратора на токов режим описано с помощта на елен с каскод с голям замах (Baker et al, 1998; Sanet al, 2004)
Както е илюстрирано в съответната HS единична клетка (Фигура 6(a)), реализирана чрез използване на каскоелементи с голямо колебание. Клемите на субстрата на nmos транзисторите са свързани към референтното напрежение както обикновено, а тези на PMOS транзисторите са свързани към възела на всеки транзистор. на каскодни елементи с висок размах предлага толкова висока точност, колкото използването на основни каскодни етапи за реализиране на всяка единична клетка на транскондуктора, но поради малко по-различната връзка между транзисторите, се нуждае от по-ниско захранващо напрежение и има по-малко вътрешна паразитна реакция на интегратора Основният недостатък на подобрената топологията на каскод е, че поради ограниченията на отклонение, напреженията на порта-източник трябва да се поддържат малки, което води до големи устройства за ниво на ток на отклонение 32 Сгънати секции на каскод, sectcascode (Sansen et al 1999; Sedra et al, 2004) Схемата, използвана за описание на NMOS систори, базирани на пълния интегратор са свързани към референтното напрежение, както обикновено, и тези на PMOStransistors, както тези, използвани за реализиране на източници на ток IBIA, така и тези, прилагащи оградени транзистори mpFl. Използването на сгънати cascode елементи показва значително подобрение, поради повишеното напрежение на изтичане на транзисторите, на цената на и напрежения на отклонение, Друго значително предимство от използването на тези избягване на ограниченията на отклонение, свързани със структурата на каскод с голямо колебание, ние избягваме необходимостта да поддържаме ниски напрежения на порта-източник, което води до по-малки и по-прости устройства, предвидени ниво на ток на отклонение, по-ниско захранващо напрежение и по-големи честоти с единно усилване
Напредък в твърдотелните вериги Technologiesloas上Фигура 7 Напълно балансирана клетка с псевдо-диференциален токов режим, базирана на (a) high-swingonductor33 Genn order за опростяване на деспологичния анализ. Приемайки идеално поведение за интегратора, балансираната входна ток Cl Свързан с диод подходящо биаснален ток, протичащ в Mia и усилващ inp. По отношение на усилването чрез Теоретично, dc-p
(Nauta, 1993), за да се получат сравнително високи стойности на усилването при постоянен ток, трансцендентното усилване може да бъде безкрайно чрез регулиране на еквивалентното отрицателно съпротивление, но на практика несъответствието ограничава усилването при постоянен ток с около 40 dB в условия на единично транзидентно отклонение чрез несъответствие на mear чувствителен дизайн Между hs и fc каскодната структура изходното съпротивление е пряко измерено благодарение на истинската каскодна мощност, показана от Hs транскондуктора. Следователно, компенсацията за положителна обратна връзка не е необходима за повишаване на диференциалното съпротивление или подобряване на постоянния ток. От друга страна, изходният възел за FC transconduenode и отрицателното, необходимо за получаване на реално подобрение. При този подход компенсацията на положителната обратна връзка за сигналното крило в M3,6 е от съществено значение, повишавайки устойчивостта на интегратора и